Метод контроля параметров эхо-сигналов в
каналах передачи данных
Султанов
Борис Владимирович,
профессор, доктор технических наук,
Колготин
Павел Вячеславович,
аспирант,
инженер Центра специальной связи и
информации ФСО России в Пензенской области.
Пензенский государственный университет.
Организация
эффективной передачи данных по каналам связи невозможна без наличия объективной информации
о параметрах каналов. При этом наряду с традиционными измерительными задачами (например,
такими, как измерение уровней сигналов, частотных характеристик трактов
передачи и т. д.) в данном приложении возникают и специфические, решение
которых требует разработки новых нестандартных подходов. В частности, при организации
дуплексной передачи данных по коммутируемым двухпроводным каналам телефонной
сети общего пользования особую важность приобретает проблема компенсации эхо-сигналов. Под эхо-сигналом понимается
помеха, обусловленная эффектом попадания передаваемого сигнала в собственный
тракт приёма, связанным с принципиальной невозможностью полного разделения направлений передачи и
приема при сопряжении четырех- и двухпроводных участков случайным образом
коммутируемого канала. Суммарный эхо-сигнал, как правило, представляет собой
композицию ближнего (БЭ) и дальнего (ДЭ) эха. Сигнал БЭ возникает при сопряжении
местного модема с двухпроводным участком коммутируемых городских абонентских
линий, сигнал ДЭ появляется при сопряжении междугородних магистральных каналов
с разделенными направлениями передачи и приема с двухпроводной коммутируемой
городской абонентской линией на удалённом конце тракта передачи. Присутствие в
тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей
преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты
несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению , имеющему место в передаваемом сигнале данных. Значение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ оказывает существенное влияние на работу
двухпроводных дуплексных модемов с эхокомпенсаторами [1], поэтому актуальной
является задача его измерения. При этом известные подходы к решению данной проблемы,
применяемые за рубежом [2,3], характеризуются чрезвычайно высокой сложностью и при наличии специфики,
присущей отечественным каналам (относительно большие значения , возможность перекрытия сигналов БЭ и ДЭ), являются неработоспособными.
В статье рассматривается
метод измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха, позволяющий
решить эту задачу при любых значениях независимо от взаимного расположения сигналов БЭ и ДЭ.
Метод базируется
на использовании гармонического тестового сигнала. При подаче на вход тракта
формирования эха тестового колебания вида:
(1)
и наличии в сигнале дальнего эха ненулевой частотной расстройки несущего колебания отклик тракта в дискретном времени (после АЦП на рис.3) можно описать выражением
, (2)
где и – амплитуды, и – фазы гармоник
соответственно БЭ и ДЭ; ; ; – отсчёты дискретного
белого гауссовского шума; - номер текущего
отсчета последовательности.
Как показано в
работе [4], измерение сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума может
быть эффективно осуществлено с использованием цифровых систем фазовой
синхронизации (ЦСФС). Для того, чтобы можно было воспользоваться данным
подходом в рассматриваемой ситуации, необходимо каким-либо способом устранить
из сигнала составляющую ближнего
эха. Поскольку предполагаемому диапазону изменения соответствуют чрезвычайно малые значения
разницы относительных частот гармоник
БЭ и ДЭ (например, при и значения находятся в
интервале ) и, как правило, , решить эту проблему путём традиционной фильтрации не
представляется возможным. Вместе с тем особенностью данной задачи является тот
факт, что относительное значение несущей частоты тестового сигнала в (2) является
фиксированным, заранее известным. Это обстоятельство позволило предложить новый
подход к устранению мешающего влияния сигнала БЭ в рассматриваемой ситуации [5],
основанный на использовании нерекурсивного гребенчатого фильтра -го порядка [6], схема которого изображена на рис. 1.
Рис. 1.
Фильтр представляет собой
трансверсальную структуру, включающую элементов задержки, с
двумя ненулевыми коэффициентами и . Его передаточная функция имеет вид
. (3)
Полагая в (3) , где ; – нормированная
частота, получаем выражение для комплексной частотной характеристики фильтра
,
модуль которой представляет
собой амплитудно-частотную характеристику (АЧХ)
. (4)
График АЧХ, построенный на
основании (4), представлен на рис. 2.
Рис. 2.
Из графика видно, что относительным
частотам
, , (5)
являющимся корнями
тригонометрического уравнения , соответствуют нули функции .
Поскольку в процессе
измерения частоты тестового сигнала и дискретизации могут быть заданы от
одного генератора, относительное значение , как уже отмечалось, является
абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка рассматриваемого
фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением
. При этом при прохождении через такой фильтр сигнала,
определяемого выражением (2), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.
Вместе с тем наряду с
отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях от значение существенно отличалось
от нуля (то есть, чтобы крутизна АЧХ в окрестностях её нулей была как можно
выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервала
(6)
между двумя соседними
нулями.
Предел возможного уменьшения
в условиях рассматриваемого
эксперимента устанавливается неравенством
, (7)
обеспечивающим включение в
этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной
расстройки. Кроме того, в соответствии с (5) необходимо, чтобы частота была кратна значению , то есть должно выполняться соотношение
, (8)
где – некоторое целое.
Условия (6–8) позволяют
рассчитать требуемое значение . В частности, при ; ; , получаем: .
При выбранных таким образом
параметрах в области малых значения АЧХ
определяются выражением
.
Это обеспечивает возможность
(с последующим применением системы автоматической регулировки усиления (АРУ) и
ЦСФС) опустить нижнюю границу измеряемых значений до десятых долей Гц.
Структура
устройства, иллюстрирующего возможность практической реализации предлагаемого метода,
представлена на рис. 3.
В реализации метода
можно выделить 3 цикла.
В первом цикле
осуществляется измерение мощности преобразованного гребенчатым фильтром (ГБ) шума
канала, необходимое для точной оценки значения нормирующего коэффициента,
обеспечивающего номинальное значение уровня сигнала подаваемого на вход ЦСФС. С
этой целью на вход тракта возникновения эха рис. 3 подается нулевой уровень,
вследствие чего на выходе этого тракта присутствует только аддитивный шум
канала. Этот шум преобразуется в отсчеты цифровой последовательности в АЦП, которые
затем фильтруются узкополосным цифровым фильтром (УПЦФ). Поскольку в рассматриваемом
методе используется гармонический тестовый сигнал (1) с частотой , а возможный диапазон спектральных линий отклика канала
ограничен областью , где < 10-15 Гц, важно
отметить, что полоса пропускания УПЦФ может быть сделана значительно уже полосы
пропускания канала.
Рис. 3.
Это позволяет
существенно уменьшить мощность, а, следовательно, и мешающее влияние аддитивного
канального шума и в конечном итоге дает возможность повысить точность
предлагаемого метода измерения. Выходной сигнал УПЦФ преобразуется описанным
выше гребенчатым фильтром (ГБ) и с его выхода подается на вычислитель мощности
сигнала (ВМС), в котором в течение всего первого цикла определяется мощность
этого сигнала в соответствии с выражением:
, (9)
где N1 – число дискретных отсчетов сигнала, укладывающихся в длительности
1-ого цикла; - отсчеты входного
сигнала узла ВМС.
По окончании
1-ого цикла вычисленное значение мощности шума фиксируется в узле запоминания (УЗ).
Во втором цикле
производится измерение мощности отклика канала на гармонический тест с подавленной
гармоникой БЭ и с использованием этого и полученного в 1-ом цикле результатов
вычисляется необходимое значение нормирующего коэффициента. Длительность 2-ого
цикла равна длительности 1-ого цикла. При этом сигнал вида (1) подается на
вход тракта возникновения эха, а затем преобразуется посредством АЦП, УПЦФ и ГБ
. Выходной сигнал ГБ , имеющий вид
, (10)
так же как и в
первом цикле поступает на ВМС, где определяется его мощность . После этого в узле вычитания (УВ) осуществляется оценка мощности
присутствующей на входе ГБ гармоники дальнего эха.
В узле определения
нормирующего коэффициента (УОНК) вычисляется нормирующий коэффициент , определяемый как отношение номинального уровня опорного сигнала ЦСФС к
величине :
.
На этом 2-ой
цикл работы заканчивается.
В 3-м цикле
осуществляется измерение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ, выполняемое с помощью
ЦСФС 1-ого порядка. При этом на вход тракта возникновения эха вновь подается
тестовый сигнал (1), а выходной сигнал ГБ , описываемый выражением (10), масштабируется посредством
умножения на . В результате амплитуда гармоники ДЭ, присутствующая в
сигнале принимает номинальное
значение (равное амплитуде опорного сигнала ЦСФС) и подается на вход ЦСФС.
Как показано в
работе [4] в случае, когда значение частоты присутствующего в смеси сигнала с шумом
гармонического
колебания отличается от частоты на величину , в установившемся
режиме работы ЦСФС первого порядка выходной сигнал ее фазового дискриминатора:
,
где - относительное значение
ухода круговой частоты несущей в сигнале ДЭ;−параметр ЦСФС; - преобразованный ЦСФС
аддитивный шум входной смеси .
Этот сигнал в
схеме рис.3 по истечении некоторого времени с начала 3-го цикла, необходимого
для завершения в ЦСФС переходного процесса, поступает на вход узла определения
ухода частоты несущей (УОУЧН). В УОУЧН осуществляется усреднение отсчетов
сигнала с целью устранения
мешающего влияния шума на результат измерения величины . Количественные соотношения, связывающие точность измерения на фоне шума с объёмом
усреднения, приведены в работе [4]. При необходимости по найденной величине в УОУЧН можно
определить и абсолютное значение ухода частоты несущей
.
Рассмотренный метод достаточно
прост в реализации и позволяет измерить значение ухода частоты несущей сигнала дальнего
эха в расширенном динамическом диапазоне независимо от взаимного расположения
сигналов БЭ и ДЭ.
Литература
1.
Werner J. J. Effects of channel impairements on the
performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol.
64, No.1 (January 1985), pp. 91 – 113.
2.
Wittke P. H., Penstone S. R., Keightley R. J.
Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on
telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., vol. SAC-2, No.5
(September 1984), pp. 703 –710.
3.
Long G., Ling F. Fast initialization of data driven
Nyquist in-band echo canceler // IEEE Trans. on Commun., vol. 41, No 6 (June,
1993), pp. 893 – 904.
4.
Султанов Б. В.
Применение цифровых систем фазовой синхронизации для измерения сдвига частоты
гармонического сигнала на фоне шума // Радиотехника. – 2000. – № 9. – С. 21 –
26.
5. Колготин П.В., Румянцева Н.Б, Султанов Б.В., Шутов С.Л., Щербаков М.А., Патент России №2345373, 27.01.2009.
6.
Каппелини В. Цифровые фильтры и их применение
/ В. Каппелини, А. Дж. Константинидис, П. Эмилиани – М.: Энергоатомиздат, 1983.
– 360 с.
Поступила
в редакцию 14.10.2009 г.