ISSN 1991-3087

Свидетельство о регистрации СМИ: ПИ № ФС77-24978 от 05.07.2006 г.

ISSN 1991-3087

Подписной индекс №42457

Периодичность - 1 раз в месяц.

Вид обложки

Адрес редакции: 305008, г.Курск, Бурцевский проезд, д.7.

Тел.: 8-910-740-44-28

E-mail: jurnal@jurnal.org

Рейтинг@Mail.ru Rambler's Top100
Яндекс.Метрика

Метод контроля параметров эхо-сигналов в каналах передачи данных

 

Султанов Борис Владимирович,

профессор, доктор технических наук,

Колготин Павел Вячеславович,

аспирант,

инженер Центра специальной связи и информации ФСО России в Пензенской области.

Пензенский государственный университет.

 

Организация эффективной передачи данных по каналам связи невозможна без наличия объективной информации о параметрах каналов. При этом наряду с традиционными измерительными задачами (например, такими, как измерение уровней сигналов, частотных характеристик трактов передачи и т. д.) в данном приложении возникают и специфические, решение которых требует разработки новых нестандартных подходов. В частности, при организации дуплексной передачи данных по коммутируемым двухпроводным каналам телефонной сети общего пользования особую важность приобретает проблема компенсации эхо-сигналов. Под эхо-сигналом понимается помеха, обусловленная эффектом попадания передаваемого сигнала в собственный тракт приёма, связанным с принципиальной невозможностью полного разделения направлений передачи и приема при сопряжении четырех- и двухпроводных участков случайным образом коммутируемого канала. Суммарный эхо-сигнал, как правило, представляет собой композицию ближнего (БЭ) и дальнего (ДЭ) эха. Сигнал БЭ возникает при сопряжении местного модема с двухпроводным участком коммутируемых городских абонентских линий, сигнал ДЭ появляется при сопряжении междугородних магистральных каналов с разделенными направлениями передачи и приема с двухпроводной коммутируемой городской абонентской линией на удалённом конце тракта передачи. Присутствие в тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению , имеющему место в передаваемом сигнале данных. Значение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ  оказывает существенное влияние на работу двухпроводных дуплексных модемов с эхокомпенсаторами [1], поэтому актуальной является задача его измерения. При этом известные подходы к решению данной проблемы, применяемые за рубежом [2,3], характеризуются чрезвычайно высокой сложностью и при наличии специфики, присущей отечественным каналам (относительно большие значения , возможность перекрытия сигналов БЭ и ДЭ), являются неработоспособными.

В статье рассматривается метод измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха, позволяющий решить эту задачу при любых значениях независимо от взаимного расположения сигналов БЭ и ДЭ.

Метод базируется на использовании гармонического тестового сигнала. При подаче на вход тракта формирования эха тестового колебания вида:

                                                                                                    (1)

и наличии в сигнале дальнего эха ненулевой частотной расстройки несущего колебания отклик тракта в дискретном времени (после АЦП на рис.3) можно описать выражением

,      (2)

где  и  – амплитуды,  и  – фазы гармоник соответственно БЭ и ДЭ; ; ;  – отсчёты дискретного белого гауссовского шума;  - номер текущего отсчета последовательности.

Как показано в работе [4], измерение сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума может быть эффективно осуществлено с использованием цифровых систем фазовой синхронизации (ЦСФС). Для того, чтобы можно было воспользоваться данным подходом в рассматриваемой ситуации, необходимо каким-либо способом устранить из сигнала  составляющую ближнего эха. Поскольку предполагаемому диапазону изменения  соответствуют чрезвычайно малые значения разницы относительных частот  гармоник БЭ и ДЭ (например, при  и  значения находятся в интервале ) и, как правило, , решить эту проблему путём традиционной фильтрации не представляется возможным. Вместе с тем особенностью данной задачи является тот факт, что относительное значение несущей частоты тестового сигнала  в (2) является фиксированным, заранее известным. Это обстоятельство позволило предложить новый подход к устранению мешающего влияния сигнала БЭ в рассматриваемой ситуации [5], основанный на использовании нерекурсивного гребенчатого фильтра -го порядка [6], схема которого изображена на рис. 1.

 

Рис. 1.

 

Фильтр представляет собой трансверсальную структуру, включающую  элементов задержки, с двумя ненулевыми коэффициентами  и . Его передаточная функция имеет вид

.                                                                                                    (3)

Полагая в (3) , где ;  – нормированная частота, получаем выражение для комплексной частотной характеристики фильтра

,

модуль которой представляет собой амплитудно-частотную характеристику (АЧХ)

.                                                            (4)

График АЧХ, построенный на основании (4), представлен на рис. 2.

 

Рис. 2.

 

Из графика видно, что относительным частотам

,  ,                                                                           (5)

являющимся корнями тригонометрического уравнения , соответствуют нули функции .

Поскольку в процессе измерения частоты тестового сигнала  и дискретизации  могут быть заданы от одного генератора, относительное значение  , как уже отмечалось, является абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка  рассматриваемого фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением . При этом при прохождении через такой фильтр сигнала, определяемого выражением (2), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.

Вместе с тем наряду с отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях  от  значение  существенно отличалось от нуля (то есть, чтобы крутизна АЧХ в окрестностях её нулей была как можно выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервала

                                                                                           (6)

между двумя соседними нулями.

Предел возможного уменьшения  в условиях рассматриваемого эксперимента устанавливается неравенством

,                                                                                                         (7)

обеспечивающим включение в этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной расстройки. Кроме того, в соответствии с (5) необходимо, чтобы частота  была кратна значению , то есть должно выполняться соотношение

,                                                                                                              (8)

где  – некоторое целое.

Условия (6–8) позволяют рассчитать требуемое значение . В частности, при ; ; , получаем: .

При выбранных таким образом параметрах в области малых  значения АЧХ определяются выражением

.

Это обеспечивает возможность (с последующим применением системы автоматической регулировки усиления (АРУ) и ЦСФС) опустить нижнюю границу измеряемых значений  до десятых долей Гц.

Структура устройства, иллюстрирующего возможность практической реализации предлагаемого метода, представлена на рис. 3.

В реализации метода можно выделить 3 цикла.

В первом цикле осуществляется измерение мощности преобразованного гребенчатым фильтром (ГБ) шума канала, необходимое для точной оценки значения нормирующего коэффициента, обеспечивающего номинальное значение уровня сигнала подаваемого на вход ЦСФС. С этой целью на вход тракта возникновения эха рис. 3 подается нулевой уровень, вследствие чего на выходе этого тракта присутствует только аддитивный шум канала. Этот шум преобразуется в отсчеты цифровой последовательности в АЦП, которые затем фильтруются узкополосным цифровым фильтром (УПЦФ). Поскольку в рассматриваемом методе используется гармонический тестовый сигнал (1) с частотой , а возможный диапазон спектральных линий отклика канала ограничен областью , где < 10-15 Гц, важно отметить, что полоса пропускания УПЦФ может быть сделана значительно уже полосы пропускания канала.

 

Рис. 3.

 

Это позволяет существенно уменьшить мощность, а, следовательно, и мешающее влияние аддитивного канального шума и в конечном итоге дает возможность повысить точность предлагаемого метода измерения. Выходной сигнал УПЦФ преобразуется описанным выше гребенчатым фильтром (ГБ) и с его выхода подается на вычислитель мощности сигнала (ВМС), в котором в течение всего первого цикла определяется мощность этого сигнала в соответствии с выражением:

,                                                                                                       (9)

где N1 – число дискретных отсчетов сигнала, укладывающихся в длительности 1-ого цикла; - отсчеты входного сигнала узла ВМС.

По окончании 1-ого цикла вычисленное значение мощности шума  фиксируется в узле запоминания (УЗ).

Во втором цикле производится измерение мощности отклика канала на гармонический тест с подавленной гармоникой БЭ и с использованием этого и полученного в 1-ом цикле результатов вычисляется необходимое значение нормирующего коэффициента. Длительность 2-ого цикла равна длительности 1-ого цикла. При этом сигнал  вида (1) подается на вход тракта возникновения эха, а затем преобразуется посредством АЦП, УПЦФ и ГБ . Выходной сигнал ГБ , имеющий вид

,                                              (10)

так же как и в первом цикле поступает на ВМС, где определяется его мощность . После этого в узле вычитания (УВ) осуществляется оценка мощности присутствующей на входе ГБ гармоники дальнего эха.

В узле определения нормирующего коэффициента (УОНК) вычисляется нормирующий коэффициент , определяемый как отношение номинального уровня  опорного сигнала ЦСФС к величине :

.

На этом 2-ой цикл работы заканчивается.

В 3-м цикле осуществляется измерение ухода частоты несущей в сигнале ДЭ, выполняемое с помощью ЦСФС 1-ого порядка. При этом на вход тракта возникновения эха вновь подается тестовый сигнал (1), а выходной сигнал ГБ , описываемый выражением (10), масштабируется посредством умножения на . В результате амплитуда гармоники ДЭ, присутствующая в сигнале  принимает номинальное значение (равное амплитуде опорного сигнала ЦСФС) и подается на вход ЦСФС.

Как показано в работе [4] в случае, когда значение частоты присутствующего в смеси сигнала с шумом  гармонического колебания отличается от частоты  на величину , в установившемся режиме работы ЦСФС первого порядка выходной сигнал ее фазового дискриминатора:

,

где  - относительное значение ухода круговой частоты несущей в сигнале ДЭ;−параметр ЦСФС;  - преобразованный ЦСФС аддитивный шум входной смеси .

Этот сигнал в схеме рис.3 по истечении некоторого времени с начала 3-го цикла, необходимого для завершения в ЦСФС переходного процесса, поступает на вход узла определения ухода частоты несущей (УОУЧН). В УОУЧН осуществляется усреднение отсчетов сигнала  с целью устранения мешающего влияния шума на результат измерения величины . Количественные соотношения, связывающие точность измерения  на фоне шума с объёмом усреднения, приведены в работе [4]. При необходимости по найденной величине  в УОУЧН можно определить и абсолютное значение ухода частоты несущей

.

Рассмотренный метод достаточно прост в реализации и позволяет измерить значение ухода частоты несущей сигнала дальнего эха в расширенном динамическом диапазоне независимо от взаимного расположения сигналов БЭ и ДЭ.

 

Литература

 

1.                  Werner J. J. Effects of channel impairements on the performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol. 64, No.1 (January 1985), pp. 91 – 113.

2.                  Wittke P. H., Penstone S. R., Keightley R. J. Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., vol. SAC-2, No.5 (September 1984), pp. 703 –710.

3.                  Long G., Ling F. Fast initialization of data driven Nyquist in-band echo canceler // IEEE Trans. on Commun., vol. 41, No 6 (June, 1993), pp. 893 – 904.

4.                  Султанов Б. В. Применение цифровых систем фазовой синхронизации для измерения сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума // Радиотехника. – 2000. – № 9. – С. 21 – 26.

5.                  Колготин П.В., Румянцева Н.Б, Султанов Б.В., Шутов С.Л., Щербаков М.А., Патент России №2345373, 27.01.2009.

6.                   Каппелини В. Цифровые фильтры и их применение / В. Каппелини, А. Дж. Константинидис, П. Эмилиани – М.: Энергоатомиздат, 1983. – 360 с.

 

Поступила в редакцию 14.10.2009 г.

 

2006-2018 © Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов.
Все материалы, размещенные на данном сайте, охраняются авторским правом. При использовании материалов сайта активная ссылка на первоисточник обязательна.